Hello Piotr,

Thursday, August 29, 2019, 2:38:25 PM, you wrote:

>> Półmostek nie może pracować w trybie prądowym.
> Dlaczego nie może?

Bo się symetria rozjeżdża i zjawisko narasta. Do zniszczenia kluczy
przy większych mocach włącznie.

> Mierzę bezpośrednio prąd uzwojenia pierwotnego.

Mierzyć możesz ale nie możesz ograniczać prądu szczytowego w pętli
sprzężenia zwrotnego.


--
Best regards,
RoMan
Nowa strona: http://www.elektronika.squadack.com (w budowie!)

do góry

J.F. wrote:

> Ale jak sie jednak uszkodzi ... pozaru nie bedzie ?

A jak się elektrolit uszkodzi, to pożaru nie będzie?

> Ale to ciagle tylko 600V, nie trzeba 1200

Ja pisałem o elementach na 1200V, a nie o wykorzystaniu napięcia 1200V.

Pozdrawiam, Piotr

do góry

RoMan Mandziejewicz wrote:

> Bo się symetria rozjeżdża i zjawisko narasta.

No, dokładnie. Przesuwa się napięcie na dzielniku pojemnościowym, które
w idealnym przypadku powinno wynosić V_BUS/2. Tylko dlaczego mam nie móc
następnego impulsu skorygować tak, by średni prąd magnesujący wynosił 0?
Jeden kontroler PID więcej. Tu masz inny pomysł: korekta prądu
magnesującego poprzez wstrzykiwanie prądu z zewnątrz.

http://www.runonielsen.dk/Half_bridge_control.pdf

A tu w pełni cyfrowo:

http://pe.org.pl/articles/2011/8/36.pdf

> Do zniszczenia kluczy przy większych mocach włącznie.

Jak kompensator wykryje asymetrię poza swoimi możliwościami, to wyłącza
klucze. Ale to raczej na starcie, niż podczas stabilnej pracy.

> Mierzyć możesz ale nie możesz ograniczać prądu szczytowego w pętli
> sprzężenia zwrotnego.

Nie każde sterowanie prądowe to proste odcięcie klucza przy ustalonym
progu prądu. Można sprytniej modulować próg. PFC w trybie CCM przecież
dokładnie na tym polega -- prąd dławika ma się mieścić pomiędzy dwoma
sinusami o różnej amplitudzie.

Pozdrawiam, Piotr

do góry

Piotr Wyderski <p...@n...mil> wrote:

>> No tak :) Czyli w tym 900V jest po prostu większa pojemność bramki?
>
> Większa w porównaniu z czym?

Z analogicznym tranzystorem na mniejsze napięcie.

>> Mega. Ta technologia tworzenia tranzystorów z pojedynczych "komórek" na
>> wspólnym podłożu jakoś się nazywa? Kiedy to wymyślili?
>
> Czy i jak się ta technika nazywa to nie wiem, ale HEXFETy wprowadzono
> na rynek w 1979, więc stosuje się ją co najmniej od tego czasu. Pewnie
> jest znacznie starsza.

Pewnie tak, tylko były kwadratowe albo prostokątne komórki. A potem ktoś
wpadł na sześciokąty.

> Nie przesadzajmy, sporo tego jest choćby w Sztuce Elektroniki Horowitza
> i Hilla.

Cena (za oba tomy) słuszna... liczba stron też.

>> No to liczymy. Jest IRFZ44N, Qg=63nC przy Id=25A (swoją drogą ma podane
>> też Qgs=14nC przy Vds=44V; czemu to jest dużo mniejsze, skoro ładujemy
>> bramkę względem źródła?)
>
> Ale CO ładujemy względem źródła? :-)
>
> 14nC przy prądzie 12mA to 1.16us. Masz swoje 900ns, wszystko się zgadza.
> To jest pierwszy obszar na wykresie V_GS(Qg), ładujesz zwykły
> kondensator. Ale przy przekroczeniu V_TH pod bramką uformował Ci się
> przewodzący kanał, którego tam wcześniej nie było. Są dwie elektrody
> i dielektryk, utworzył się nowy kondensator. I to jeszcze taki parszywy,
> że jego powierzchnia gwałtownie rośnie wraz z napięciem
> bramki. A tym samym efektywna pojemność. Nieprzerwanie pompujesz w
> bramkę ładunek, a napięcie na bramce stoi. To jest plateau. Potem
> struktura kanału jest już w pełni uformowana i pojemność przestaje
> rosnąć, więc liniowo rośnie napięcie -- trzeci odcinek charakterystyki.
> Nie ma to nic wspólnego z efektem Millera, bo plateau zaobserwujesz
> przy dowolnie powolnym ładowaniu bramki -- impedancja C_GD jest
> wtedy bliska nieskończoności i dren nie ma żadnego sprzężenia
> z obwodem ładowania bramki, CBDO. Efekt Millera to zjawisko dynamiczne.

Ok, teraz wszystko jasne :) W sumie logiczne -- bramka dosłownie zmienia
swój charakter w miarę otwierania tranzystora.

>> Patrzę teraz na "Maximum safe operating area" i wychodzi, że powinno być
>> OK. Nawet dla 100us przy Vds=12V wychodzi maksymalny dopuszczalny Id=100A
>> (czyli kosmiczny, ale zauważalnie większy niż moje 3.5A)...
>
> Właśnie zacząłeś to świadomie liczyć, a nie zgadywać. Zupełnie bez
> uszczypliwości powiem, że to ważny dzień. :-)
> Teraz już *wiesz*, dlaczego to zadziała poprawnie.

Tak... nie wiedziałem wcześniej, jak to liczyć.

Dla 3k3 (który mam w układzie teraz) i 11V (powiedzmy, że będzie spadek na
przewodach) I=3.3mA, Qg=63nC, t=18.9us. Czyli mimo wszystko nadal, nawet
jak nie zmniejszę tego pullupa 3k3, jestem w bardzo bezpiecznym zakresie,
zgadza się?

Jest w takim wypadku sens stosowania scalonego drivera push-pull?

>> W sumie -- czemu by odparował skoro mieści się w safe operating area?
>
> Nawet w typowej przetwornicy działającej na 100kHz jeden pełny okres
> kluczowania to 10us. Ty go w połowie tego czasu nawet nie zdążyłeś
> dobrze włączyć, a już trzeba wyłączać. Przez sporą część tego czasu
> tranzystor siedzi w obszarze triodowym, zachowując się jak rezystor.
> Będzie gorąco. :-)

No tak. Kwestia skali.

>> Jakbym go nie kluczował raz na sekunde tylko raz na milisekundę? Wtedy
>> safe operating area się nie liczy, bo jest podane tylko dla "single pulse"
>
> W tym czasie wydzieli się pewna ilość energii, która podniesie
> temperaturę struktury. A w kolejce już stoi następny impuls.
> Czas między impulsami jest krótki, więc moc będzie spora.

Da się tę energię jakoś wyliczyć lub chociaż oszacować? Wydaje się to
nietrywialne i coś mi mówi, że bez całkowania się nie obejdzie, ale
może jest jakiś prostszy sposób?

>> Tak... widzę właśnie, jedno dzielenie.
>
> Dodatkowo z czasu przełączania i ładunku łatwo policzyć moc potrzebną do
> przeładowania bramki, a więc i straty.

Hmm, straty sterowania. Powiedzmy, że mam ten rezystor 3k3, czyli wpompuję
63nC w ciągu 18.9us i naładuję do 11V. Załóżmy też, że robię to 2x na
sekundę i nie chcę liczyć na razie mocy rozładowania bramki.

Wtedy moc jednego przeładowania wyniesie P=(U*Qg)/t=37mW, a średnia moc
pobierana przez ładowanie jedynie 1.4uW (P*D, gdzie D=18.9us/0.5s)? Dobrze
to liczę?

No i co z samymi stratami złącza Uds podczas tego przełączania... one
przecież są dużo, dużo większe.

>> Chyba że się więcej niż jeden usmaży? :)
>
> No tak, układ jest odporny na awarię co najwyżej jednego elementu.
> Zwykłe połączenie jest odporne na awarię co najwyżej zera elementów.

Prawda.

> Przeanalizuj dokładniej działanie opisanego układu. On jest odporny na
> *każdy* scenariusz Single Point of Failure, a Twoje zabezpieczenie tylko
> na awarię MOSFETa na zwarcie. Awarii "na przerwę" bezpiecznik nie
> wykryje i węże odmrożą sobie tyłek. :-)

Awarie mosfetów "na przerwę" w ogóle się zdarzają? Wydawało mi się, że to
się nie dzieje, mosfet przepala się na zwarcie, a przerwa zrobi się
najwyżej wtedy, kiedy to zwarcie spowoduje przepływ takiego prądu, że się
zwarcie przepali.

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

do góry

Queequeg wrote:

> Z analogicznym tranzystorem na mniejsze napięcie.

W zasadzie tak. No i jeszcze dochodzą inne materiały. Węglik krzemu
i azotek galu mają 10x wytrzymałości krzemu. Dzięki czemu możesz sobie
kupić takiego potwora (1.2kV/R_DS_ON=21miliomów/C_ISS=4.8nF!!!):

https://pl.mouser.com/datasheet/2/90/3m0021120k-1624
762.pdf

> Pewnie tak, tylko były kwadratowe albo prostokątne komórki. A potem ktoś
> wpadł na sześciokąty.

Jeden fizyk z jednym inżynierem do pomocy. A potem firma International
Rectifier nagle stała się bardzo bogata.

>> Nie przesadzajmy, sporo tego jest choćby w Sztuce Elektroniki Horowitza
>> i Hilla.
>
> Cena (za oba tomy) słuszna... liczba stron też.

Książka ma tę wadę, że wiele się z niej nie nauczysz, jak już trochę nie
wiesz. To nie jest podręcznik. Ma za to za zadanie pokazać, jak
konkretne praktyczne problemy rozwiązują fachowcy. Ponadto, pan Hill
pracuje właśnie nad bardzo rozbudowanym suplementem do tej książki
i poprosił społeczność o korektę. A co tam, masz Mikołaja w sierpniu:

https://ucabe4612ed2bd50068f4b4e1ab2.dl.dropboxuserc
ontent.com/cd/0/get/AngIN5jGYVREVBHVBxCwQU-gNvay9pM0
fC_EBVB8ZXhAXKlaKf4b2KwQiZru6AKoCOHwnn59pkDvgkiAh1M-
TwQNpabY3J6IzTtlRPIaZ5lczA/file?dl=1#

Oraz:

https://uc296855855cc4dde8b5d220828e.dl.dropboxuserc
ontent.com/cd/0/get/AnjW7o0ivuvqAPC6GITUBpYZsM9b8X6h
TMRsohTNoIuUWnR3LUlRrHvT8N7Zh1_p3dvvulnQBurGIOnWvrrq
xgXs6_HYhMtg3SHonHOgtnlirg/file?dl=1#

> Jest w takim wypadku sens stosowania scalonego drivera push-pull?

Jeden maleńki element (brałbym w SOT23-5 albo SC70) zamiast kilku. Dla
mnie jest, ale to kwestia gustu. Nie po to mądrzy ludzie poświęcają czas
na opracowanie znakomitego i taniego chipu, by bez wyraźnej potrzeby
uprawiać koproplastykę z elementów dyskretnych. Ale to ja. :-)

> Da się tę energię jakoś wyliczyć lub chociaż oszacować?

Oczywiście, to jeden z niezbędnych kroków podczas projektowania
przetwornicy impulsowej większej mocy. Wylutuje się sam ten tranzystor,
czy nie wylutuje?

> Wydaje się to nietrywialne i coś mi mówi, że bez całkowania się nie
obejdzie, ale
> może jest jakiś prostszy sposób?

Funkcja całkowana jest stosunkowo prosta przy kilku rozsądnych
założeniach. Przełączanie zachodzi w impulsie, a w układzie są
pojemności i indukcyjności o sporych wartościach, więc napięcia
i prądy można traktować jako stałe lub co najwyżej rosnące liniowo.
Do dobrania radiatora nie potrzeba dokładności na trzecim miejscu po
przecinku. Poszukaj pod "MOSFET switching losses", jest mnóstwo gotowego
materiału.

> Wtedy moc jednego przeładowania wyniesie P=(U*Qg)/t=37mW, a średnia moc
> pobierana przez ładowanie jedynie 1.4uW (P*D, gdzie D=18.9us/0.5s)? Dobrze
> to liczę?

Dobrze. :-)

> No i co z samymi stratami złącza Uds podczas tego przełączania... one
> przecież są dużo, dużo większe.

Poza sytuacjami patologicznymi dokładnie tak.

> Awarie mosfetów "na przerwę" w ogóle się zdarzają?

Samych MOSFETów raczej rzadko, ale pęknięcia lutów już tak:

https://f4.bcbits.com/img/a2055949155_10.jpg

Efektywnie jest to awaria "na przerwę" i duże zmiany temperatury jej
wybitnie sprzyjają. Czy to awaria tranzystora, czy nie -- nie będę się
spierał, wężom będzie jednakowo zimno. ;-)

Pozdrawiam, Piotr

do góry

Piotr Wyderski <p...@n...mil> wrote:

>> Z analogicznym tranzystorem na mniejsze napięcie.
>
> W zasadzie tak. No i jeszcze dochodzą inne materiały. Węglik krzemu
> i azotek galu mają 10x wytrzymałości krzemu. Dzięki czemu możesz sobie
> kupić takiego potwora (1.2kV/R_DS_ON=21miliomów/C_ISS=4.8nF!!!):
>
> https://pl.mouser.com/datasheet/2/90/3m0021120k-1624
762.pdf

Jedyne 170 zł :) nie chciałbym go spalić :)

>> Pewnie tak, tylko były kwadratowe albo prostokątne komórki. A potem ktoś
>> wpadł na sześciokąty.
>
> Jeden fizyk z jednym inżynierem do pomocy. A potem firma International
> Rectifier nagle stała się bardzo bogata.

Czyli to pomysł IR, który wyniósł ją na szczyt?

Wikipedia, "History":

1979: first hexagonal power MOSFET

No no.

>> Cena (za oba tomy) słuszna... liczba stron też.
>
> Książka ma tę wadę, że wiele się z niej nie nauczysz, jak już trochę nie
> wiesz. To nie jest podręcznik.

Trochę wiem :)

> Ma za to za zadanie pokazać, jak konkretne praktyczne problemy
> rozwiązują fachowcy. Ponadto, pan Hill pracuje właśnie nad bardzo
> rozbudowanym suplementem do tej książki i poprosił społeczność o
> korektę.

Społeczność tzn. konkretnie kogo?

> A co tam, masz Mikołaja w sierpniu:
>
> https://ucabe4612ed2bd50068f4b4e1ab2.dl.dropboxuserc
ontent.com/cd/0/get/AngIN5jGYVREVBHVBxCwQU-gNvay9pM0
fC_EBVB8ZXhAXKlaKf4b2KwQiZru6AKoCOHwnn59pkDvgkiAh1M-
TwQNpabY3J6IzTtlRPIaZ5lczA/file?dl=1#
>
> Oraz:
>
> https://uc296855855cc4dde8b5d220828e.dl.dropboxuserc
ontent.com/cd/0/get/AnjW7o0ivuvqAPC6GITUBpYZsM9b8X6h
TMRsohTNoIuUWnR3LUlRrHvT8N7Zh1_p3dvvulnQBurGIOnWvrrq
xgXs6_HYhMtg3SHonHOgtnlirg/file?dl=1#

Na pewno mam? 404 :(

>> Jest w takim wypadku sens stosowania scalonego drivera push-pull?
>
> Jeden maleńki element (brałbym w SOT23-5 albo SC70) zamiast kilku. Dla
> mnie jest, ale to kwestia gustu. Nie po to mądrzy ludzie poświęcają czas
> na opracowanie znakomitego i taniego chipu, by bez wyraźnej potrzeby
> uprawiać koproplastykę z elementów dyskretnych. Ale to ja. :-)

No nie da się zaprzeczyć. Wcześniej widziałem tylko drivery w SO-8 ale
faktycznie są i w SOT-23-5. MCP1415 np... tego zastosuję, do tego IRF540
zamiast IRFZ44N i chyba będę mógł spać spokojnie :)

"They can accept up to 500 mA of reverse current being forced back into
their outputs without damage or logic upset."

Czemu miałby do nich wracać jakiś prąd z mosfeta?

Ciekawe, że przy takich driverach nie jest potrzebny żaden rezystor
bramki...

>> Wydaje się to nietrywialne i coś mi mówi, że bez całkowania się nie
>> obejdzie, ale może jest jakiś prostszy sposób?
>
> Funkcja całkowana jest stosunkowo prosta przy kilku rozsądnych
> założeniach. Przełączanie zachodzi w impulsie, a w układzie są
> pojemności i indukcyjności o sporych wartościach, więc napięcia
> i prądy można traktować jako stałe lub co najwyżej rosnące liniowo.
> Do dobrania radiatora nie potrzeba dokładności na trzecim miejscu po
> przecinku. Poszukaj pod "MOSFET switching losses", jest mnóstwo gotowego
> materiału.

Racja. Poczytam.

> Samych MOSFETów raczej rzadko, ale pęknięcia lutów już tak:
>
> https://f4.bcbits.com/img/a2055949155_10.jpg

No tak... chociaż to chyba przy dużych drganiach? Przynajmniej tylko w
takich urządzeniach to widziałem. Duży element, niekoniecznie dobrze
umocowany / przyklejony, i drgające środowisko :)

Np. transformator w syrenie alarmowej w motorze tak mi się odłączył.

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

do góry

Piotr Gałka <p...@c...pl> wrote:

> Pozostaje kwestia włączania się w ten stan. Wyglądało by mi na to, że
> jeśli zapewnię wejście/wyjście z tego stanu w czasie max 1ms (przy
> napięciu zasilania 10V) to wszystko jest OK.
> Przy prądzie 10A i zasilaniu 15V wystarczy zmieścić się w 10ms.
> To jest z zapasem, bo jak obciążenie rezystancyjne bierze 10A z 15V to
> przy napięciu DS 15V nie ma 10A tylko 0.
> Dokładniej to trzeba by w wykres SOA wmalować prostą obciążenia (skala
> log więc nie będzie ona prosta).

Tak bym myślał, ale czemu IRF540 ma na wykresie SOA "D.C. OPERATION" a
IRFZ44N nie?

> Przyjąłem (nie było to powiedziane), że ten IRFZ44N kluczuje te 3.5A,
> a nie jest liniowym regulatorem prądu.

Tak, prawda. Regulacja jest impulsowa (PWM, 16 stanów, zegar 30 Hz, czyli
pełny okres ok. 2 Hz, a minimalny możliwy okres włączenia lub wyłączenia
33 ms).

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

do góry

Queequeg <q...@t...no1> wrote:
> Piotr Ga?ka <p...@c...pl> wrote:
>
> > Pozostaje kwestia w??czania si? w ten stan. Wygl?da?o by mi na to, ?e
> > je?li zapewni? wej?cie/wyj?cie z tego stanu w czasie max 1ms (przy
> > napi?ciu zasilania 10V) to wszystko jest OK.
> > Przy pr?dzie 10A i zasilaniu 15V wystarczy zmie?ci? si? w 10ms.
> > To jest z zapasem, bo jak obci??enie rezystancyjne bierze 10A z 15V to
> > przy napi?ciu DS 15V nie ma 10A tylko 0.
> > Dok?adniej to trzeba by w wykres SOA wmalowa? prost? obci??enia (skala
> > log wi?c nie b?dzie ona prosta).
>
> Tak bym my?la?, ale czemu IRF540 ma na wykresie SOA "D.C. OPERATION" a
> IRFZ44N nie?

Nie widze D.C przy IRF540. Czy myslales o IRF520? Co do SOA dla
D.C.: SOA daje informacje o pracy w zakresie liniowym. Zakresu
liniowego sie nie da uniknac ale przy pracy jako klucz wystepuje
tylko krotkimi impulsami. IRFZ44N nie jest przeznaczowy do pracy
liniowej, wiec SOA dla D.C. jest niepotrzebne dla normalnych
uzytkownikow. Nie przejmuj sie za bardzo surrealistyczna
propaganda Piotra Wyderskiego: krzywe SOA sa dla pojedynczych
impulsow, tymczasem w wiekszosci zastowowan MOSFET jest otwarty
przez spory procent czasu. Czyli jesli dopuszczasz tylko prace w
zakresie opisanym przez SOA to zostalaby tylko jakas egzotyka
gdzie z rzadka generuje sie mocny impuls. A nawet wiekszosc tego
by odpadla: masz SOA dla impulsow 10ms i 1ms ale nie masz dla
np. 3ms.

W typowym uzyciu (np. twoim) MOSFET przez wiekszosc czasu
jest otwarty albo zamkniety, a w krotkich chwilach przelacza.
Przy przelaczaniu jest potencjanie ryzyko niestabilnosci
termicznej czy przekroczenia temperatury zlacza, krzywe SOA
pozwalaja szybko oszacowac czy to jest faktyczne ryzyko.

Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
tranzystor jest stabilny termicznie. Ponizej 5.5V prad
rosnie z temperatura, czyli jest potencjalna niestabilosc.
Oczywiscie te krzywe sa tylko dla jednego napiecia V_ds,
ale z rysunku 2 widac ze podobnie jest dla innych napiec.
Czyli przy V_gs 10V nie musisz sie bac niestabilnosci.
Z krzywych SOA wynika ze przy przelaczaniu tez nie trzeba
sie bac niestabilnosci. Oczywiscie caly czas musisz pilnowac
by nie przekroczyc sredniej mocy, ale to juz bylo tu liczone
ze jest OK.

Oddzielna sprawa dlaczego producent nie podaje roznych
informacji ktore powinen miec (dotyczy to wielu innych parametrow,
nie tylko D.C. SOA). Niestety jest to dosc powszechne zjawisko
raczej nic sie nie da na to zrobic...

--
Waldek Hebisch

do góry

a...@m...uni.wroc.pl wrote:

> Nie widze D.C przy IRF540. Czy myslales o IRF520?

IRF540, ale datasheet z ST, nie z Vishay.

https://www.vishay.com/docs/91021/91021.pdf -- tu nie ma

https://global.oup.com/us/companion.websites/fdscont
ent/uscompanion/us/pdf/microcircuits/students/mos/IR
F540-st.pdf
-- tu jest (str. 3 na dole)

> W typowym uzyciu (np. twoim) MOSFET przez wiekszosc czasu
> jest otwarty albo zamkniety, a w krotkich chwilach przelacza.
> Przy przelaczaniu jest potencjanie ryzyko niestabilnosci
> termicznej czy przekroczenia temperatury zlacza, krzywe SOA
> pozwalaja szybko oszacowac czy to jest faktyczne ryzyko.

Ok, czyli reasumując -- jak zostawię IRFZ44N, tylko zmienię swój prosty
driver na jednym tranzystorze na scalony (MCP1415) to powinno być dobrze
:)

> Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
> przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
> tranzystor jest stabilny termicznie.

Faktycznie. Nie patrzyłem na ten wykres w ten sposób.

Btw, IRF540 ma podobnie, tylko przy 5.25V. A dopuszcza pracę DC...

> Oczywiscie te krzywe sa tylko dla jednego napiecia V_ds,
> ale z rysunku 2 widac ze podobnie jest dla innych napiec. Czyli przy
> V_gs 10V nie musisz sie bac niestabilnosci. Z krzywych SOA wynika ze
> przy przelaczaniu tez nie trzeba sie bac niestabilnosci. Oczywiscie
> caly czas musisz pilnowac by nie przekroczyc sredniej mocy, ale to juz
> bylo tu liczone ze jest OK.

SOA (rys. 8) trzeba interpretować w taki sposób, żeby znaleźć się pod daną
krzywą? Czyli np. jeśli przełączam w czasie 1ms, to muszę zapewnić takie
warunki, żeby w jednym momencie nie było i Uds=10V i Id=30A? Czy Uds jest
podane dla stanu zatkanego a Id dla w pełni przewodzącego (maksymalny
prąd)?

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

do góry

Queequeg <q...@t...no1> wrote:
> a...@m...uni.wroc.pl wrote:
>
> > Nie widze D.C przy IRF540. Czy myslales o IRF520?
>
> IRF540, ale datasheet z ST, nie z Vishay.
>
> https://www.vishay.com/docs/91021/91021.pdf -- tu nie ma
>
> https://global.oup.com/us/companion.websites/fdscont
ent/uscompanion/us/pdf/microcircuits/students/mos/IR
F540-st.pdf
> -- tu jest (str. 3 na dole)

OK, ja patrzylem na datasheet z IR i z Vishay. A propo: zauwazyles
ze to dwa rozne tranzystory, inny proces, inne parametry.

>
> > W typowym uzyciu (np. twoim) MOSFET przez wiekszosc czasu
> > jest otwarty albo zamkniety, a w krotkich chwilach przelacza.
> > Przy przelaczaniu jest potencjanie ryzyko niestabilnosci
> > termicznej czy przekroczenia temperatury zlacza, krzywe SOA
> > pozwalaja szybko oszacowac czy to jest faktyczne ryzyko.
>
> Ok, czyli reasumuj?c -- jak zostawi? IRFZ44N, tylko zmieni? sw?j prosty
> driver na jednym tranzystorze na scalony (MCP1415) to powinno by? dobrze
> :)

Nawet z driwerem dysktretnym powinno byc OK. Krytyczny odcienk
(plaski na krzywej 6) to max 23 nC ("Miller" charge). Przy okolo
6V na oporze 3.3k many ok. 1.8 mA pradu i czas przelaczania ok. 12us.
W pierwszym odcinku transytor jest wylaczony (nie plynie prad)
wiec nie ma problemu z moca. W trzecim spadek napiecia na tranzytorze
jest maly wiec tez nie na problemu. W tym drugim odcinku najgorszy
moment to polowa napiecia na tranzystorze, jak masz grzejnik 12V
to wtedy moc chwilowa w tranzystorze to 10.5W. Przelaczajac 2
razy na sekunde daje to srednia moc rzedu 260 uW. Nawet jakby
grzejnik byl na wyzsze napiecie to srednia moc ciagle jest
pomijalnie mala. A impulsie 100 us przy pelnym napieciu na
tranzystorze mozesz miec 20A, czyli w trakcie przelaczania
jestes daleko od grancy SOA.

> > Jak sobie popatrzysz na rysunek 3 dla IRFZ44N to widac ze
> > przy V_gs powyzej 5.5 V prad maleje z temperatura, czyli
> > tranzystor jest stabilny termicznie.
>
> Faktycznie. Nie patrzy?em na ten wykres w ten spos?b.
>
> Btw, IRF540 ma podobnie, tylko przy 5.25V. A dopuszcza prac? DC...

Wersja IR i Vishay. Dla wesji ST nie widze takiej krzywej...

> > Oczywiscie te krzywe sa tylko dla jednego napiecia V_ds,
> > ale z rysunku 2 widac ze podobnie jest dla innych napiec. Czyli przy
> > V_gs 10V nie musisz sie bac niestabilnosci. Z krzywych SOA wynika ze
> > przy przelaczaniu tez nie trzeba sie bac niestabilnosci. Oczywiscie
> > caly czas musisz pilnowac by nie przekroczyc sredniej mocy, ale to juz
> > bylo tu liczone ze jest OK.
>
> SOA (rys. 8) trzeba interpretowa? w taki spos?b, ?eby znale?? si? pod dan?
> krzyw?? Czyli np. je?li prze??czam w czasie 1ms, to musz? zapewni? takie
> warunki, ?eby w jednym momencie nie by?o i Uds=10V i Id=30A? Czy Uds jest
> podane dla stanu zatkanego a Id dla w pe?ni przewodz?cego (maksymalny
> pr?d)?

Jak jestes pod krzywa to producent obiecuje ze nic zlego sie
nie stanie. Uds=10V i Id=30A jest na krzywej, jak na chwile tam
wjedziesz to sie nie nie powinno stac. Jak bedziesz przez 1 ms
jechal po krzywej to ryzykujesz problem. Jeszcze jedno: to jest
dla temperatury obodowy 25 C. W praktyce to oznacza ze na poczatku
impulsu temperatura zlacza to 25 C. Dla tego tranzystora krzywe
SOA sa bliskie krzywym stalej mocy, czyli rozsadnie jest przyjac
ze na koncu impulsu temperatura zlacza to 175 C. Teraz, jesli
masz np. temperature zlacza 100 C to zostaje tylko czesc od
100 C do 175 C, czyli z grubsza polowa dlugosci impulsu w
porownaniu z rysunkiem. Dla ciebie dalej wystarcza, ale jak
chcesz docisnac do granic mozliwosci to wychodzi troche mniej
niz z naiwnego popatrzenia na rysunek.

--
Waldek Hebisch

do góry