Queequeg wrote:

> Czyli jeśli mamy 65K/W junction-to-ambient, to złącze mając w obudowie 20C
> będzie miało 85C, ale w obudowie będzie coraz cieplej i cieplej, więc
> złączu też będzie cieplej... pytanie jakie jest oddawanie ciepła przez
> plastikową, czarną obudowę do otoczenia i przy jakiej temperaturze się to
> wyrówna.

Dokładnie tak. Przy idealnej izolacji ciągle dostarczanym milidżulem
stopisz stal, bo się temperatura będzie stale i powoli podnosić. Pytanie
więc tylko, jak nieidealnie izolowana jest Twoja obudowa. Wsadź w nią
ten opornik i zmierz. Minuta przygotowań, godzina czekania i będziesz
wiedział, a nie zgadywał. Są trzy mechanizmy przepływu ciepła:
promieniowanie, konwekcja i przewodzenie. Tylko pierwszy z nich da się
z grubsza oszacować z praw fizyki, reszta to HGW zależące od otoczenia.
Zmierz.

Pozdrawiam, Piotr

do góry

W dniu 23.08.2019 o 12:25, Piotr Wyderski pisze:
> Queequeg wrote:
>
>> Czyli jeśli mamy 65K/W junction-to-ambient, to złącze mając w obudowie
>> 20C
>> będzie miało 85C, ale w obudowie będzie coraz cieplej i cieplej, więc
>> złączu też będzie cieplej... pytanie jakie jest oddawanie ciepła przez
>> plastikową, czarną obudowę do otoczenia i przy jakiej temperaturze się to
>> wyrówna.
>
> Dokładnie tak. Przy idealnej izolacji ciągle dostarczanym milidżulem
> stopisz stal, bo się temperatura będzie stale i powoli podnosić.

Może jakieś mikrogramy stali. A przy idealnej izolacji czas dostarczania
owego milidżula nie ma znaczenia.
Gdybyś mówił o miliwatach... ale nie mówisz ;-)

P.P.

do góry

Paweł Pawłowicz wrote:

> Może jakieś mikrogramy stali. A przy idealnej izolacji czas dostarczania
> owego milidżula nie ma znaczenia.
> Gdybyś mówił o miliwatach... ale nie mówisz ;-)

Touche! :)

Pozdrawiam, Piotr

do góry

Piotr Wyderski <p...@n...mil> wrote:

> Wsadź w nią ten opornik i zmierz.

Nie muszę wsadzać opornika, układ jest już gotowy (powiedziałbym, że
prototyp, ale nie będzie raczej kolejnych, więc układ), więc po prostu
zamknę go w tej obudowie i zmierzę jej temperaturę po godzinie.

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

do góry

Hello Queequeg,

Friday, August 23, 2019, 12:06:22 PM, you wrote:

>>> Czy to prawda także dla małej, plastikowej obudowy bez wentylacji?
>> Rezystancja termiczna nie zależy od obudowy. Od obudowy i mocy strat zależy
>> temperatura w obudowie.
> Ale temperatura w obudowie dodaje się do temperatury wynikającej
> z rezystancji termicznej i podnosi temperaturę złącza... tak?

Oczywiście. Ale nie wiemy, jaką temperaturę osiągnie wnętrze obudowy
przy tych trochę ponad 0.5W - dlatego trzeba to sprawdzić.

Zasilacze laptopowe mają ciasne, hermetyczne obudowy i dają radę. Są
gorące, wewnątrz temperatura zapewne przekracza 60°C ale wyrabiają.

> Czyli jeśli mamy 65K/W junction-to-ambient, to złącze mając w obudowie 20C
> będzie miało 85C, ale w obudowie będzie coraz cieplej i cieplej, więc
> złączu też będzie cieplej... pytanie jakie jest oddawanie ciepła przez
> plastikową, czarną obudowę do otoczenia i przy jakiej temperaturze się to
> wyrówna.

Nie ma innej drogi niż sprawdzenie tego. Chyba, że producent obudowy
podał jej rezystancję termiczną.



--
Best regards,
RoMan
Nowa strona: http://www.elektronika.squadack.com (w budowie!)

do góry

Piotr Wyderski <p...@n...mil> wrote:

> To się jeszcze dokop, w jakich warunkach. :-)
> A warunki są typowe: tranzystor jest utopiony w bańce z mieszaniną
> związków fluoroorganicznych o temperaturze wrzenia dostrojonej do 25
> stopni Celsjusza. Każda moja płytka tak ma, Twoja nie?

Hmm. Gdzie tak piszą?

> I wtedy się dowiesz, dlaczego MOSFET zaprojektowany do pracy liniowej
> jest 5--10x droższy od przewidzianego do impulsowej. Na ten przykład
> takie badziewie 100V/100A w postaci IXTN200N10L2 kosztuje drobne
> 150 złotych za sztukę. A przecież wystarczy dać dwa Twoje równolegle
> -- "ale głupi ci Rzymianie". :-)

No tak... ma sens. Ja zwykle używam MOSFETów impulsowo (takie akurat
miałem do tej pory zastosowania) :) Choć przymierzam się do zrobienia tego
układu, a tu już jest sterowany liniowo: http://danyk.cz/avr_aku_en.html

> Jasne, w tranzystorze za dwa złote. Aluminiowe druciki, czasami cienka
> blaszka.

Matkobosko, i to działa :) I ma mały Rdson... dla IRFZ44N podają 17.5 mom,
zmierzone wyszło nawet trochę mniej (57.5 mV @ 3.5 A = 16.42 mom).

> Jakim zapasem, skoro Twój tranzystor w ogóle nie ma specyfikacji DC? :->
> Datasheet => rysunek 8., maksymalna określona przez producenta długość
> impulsu = 10 milisekund. W 22-amperowym IRF540 produkcji ST:
>
> https://global.oup.com/us/companion.websites/fdscont
ent/uscompanion/us/pdf/microcircuits/students/mos/IR
F540-st.pdf
>
> na rysunku GC98090 wyczytasz, że DC SOA to zaledwie 4 ampery.
> "Cuda, cuda ogłaszają!" :->

Faktycznie. Patrzę teraz w datasheet IRFZ44N i nie ma. Zasugerowałem się
"Continuous Drain Current", stwierdziłem że skoro wytrzyma 49 A, to będzie
duuuuży zapas (mam tam 3.5 A). A tu chyba tak nie ma.

Więc jak oni liczą ten "Continuous Drain Current"? To prąd AC? Przecież
impulsowego nie opisaliby (chyba) jako "continuous" :)

Tu gość pisze:

https://electronics.stackexchange.com/questions/3614
07/dc-operation-for-irfz44-mosfet-soa-curve-max-curr
ent-at-40v

"Another mosfet died. This one failed with only 2.5-3.5V at about
2.4-2.5A. So that probably explains the missing dc line in the SOA curve.
This mosfet will fail at above 2A at all voltages below 20V. The dc curve
is a flat line at about 2A till 20V, and falls sharply after that to 400mA
at 40V."

Dobrze rozumiem, że on go upalił pracując w zakresie liniowym? Jeśli tak,
to o tyle dobrze, że ja go kluczuję. Wprawdzie projektując "pod zapas" nie
przejmowałem się raczej czasem przeładowywania bramki (bramka jest
ściągana do masy przez BC817 + 100R, a do +12V przez 3k3), ale to mogę
zmienić.

Niżej doczytałem też, że to hexfet, a one są projektowane do pracy
impulsowej a nie DC. Ale czy na pewno impulsowej, a nie po prostu
kluczowanej? Wspomniany przez ciebie IRF540 to też hexfet :)

Tak czy inaczej martwiące. Tym bardziej, że w tym przypadku przebicie
mosfeta oznacza śmierć (niewyklutych węży -- to sterowanie grzałką
inkubatora). Chciałbym dla spokoju ducha zmienić go na inny. Tylko jaki?
Przejrzałem kilkanaście z tme, które spełniają kryteria (Id, Uds, Rdson)
i żaden nie ma podanego DC SOA. Wspomniany IRF540 ma, ale wydzieli mi 943
mW. Ale może nie ma nic lepszego (o mniejszym Rdson)?

Przyszło mi też na myśl, żeby wyrzucić tego mosfeta i wrzucić zwykły BJT.
TIP41C na przykład. Przy 3.5A powinien mieć Ucesat ok. 250mV (i 350mV przy
150 st. C), czyli rozproszenie mocy 875mW...1225mW. Tylko układ trzeba
będzie przerobić (a jest już zmontowany), bo przy hfe rzędu 25 nie
wysteruję go tak jak mosfeta... a przy IRF540 nie...

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

do góry

Queequeg wrote:

> Hmm. Gdzie tak piszą?

Na przykład w nocie aplikacyjnej AN-1140 International Rectifier.

"IR defines what can be called the "ultimate current" for power packages on
discrete products. This ultimate current represents the largest current
any given
package can withstand under the most forgiving of setups for heat
management.
The bench setup used in measuring the ultimate current at International
Rectifier
is full immersion of parts in a nucleated-boiling inert fluid. Nucleated
boiling can
be a very effective means of removing heat from hot objects."

> No tak... ma sens. Ja zwykle używam MOSFETów impulsowo (takie akurat
> miałem do tej pory zastosowania) :) Choć przymierzam się do zrobienia tego
> układu, a tu już jest sterowany liniowo: http://danyk.cz/avr_aku_en.html

Do takich zastosowań polecam FQA11N90:

https://pl.mouser.com/ProductDetail/on-semiconductor
/fqa11n90-f109/?qs=0lQeLiL1qyZsZX6WOR1JQA%3D%3D&coun
trycode=PL&currencycode=PLN

Jest stosunkowo tani i ma świetne parametry w zakresie liniowym (figure
9.). Zrobiłem sobie z nich sztuczne obciążenie 900V/100A (12 sztuk, sam
radiator tunelowy waży 5 kilo, do tego ponad 800m^3/h chłodzenia
wymuszonego).

> Więc jak oni liczą ten "Continuous Drain Current"?

Przy najmniejszym możliwym napięciu dren-źródło, nieskończenie dobrym
radiatorze, w pełni wysterowanej bramce i maksymalnej temperaturze
złącza (150-175 stopni dla obudów epoksydowych i krzemu).

> "Another mosfet died. This one failed with only 2.5-3.5V at about
> 2.4-2.5A. So that probably explains the missing dc line in the SOA curve.
> This mosfet will fail at above 2A at all voltages below 20V. The dc curve
> is a flat line at about 2A till 20V, and falls sharply after that to 400mA
> at 40V."
>
> Dobrze rozumiem, że on go upalił pracując w zakresie liniowym?

Sprawa jest dość złożona. MOSFET to równoległe połączenie elementarnych
komórek, a one nie są idealnie jednakowe. Niby problemu nie ma, bo w
wielu książkach piszą, że MOSFETy można łączyć równolegle. Ma się tak
dziać z powodu dodatniego współczynnika zależności rezystancji kanału
od temperatury. Im komórka cieplejsza, tym większą ma rezystancję
i bierze na siebie niej prądu. Z jakiegoś powodu jednak w tych samych
książkach nie piszą o tym, że napięcie progowe spada z temperaturą,
choć dowcip polega na tym, że wykres V_TH(T) zazwyczaj jest w
datasheecie zaraz obok R_DS(T). Przy równoległym połączeniu bramek
komórek elementarnych do wspólnego wyprowadzenia napięcie bramek będzie
z konieczności jednakowe w każdej komórce, więc więcej prądu popłynie
jednak komórkami gorącymi. I teraz od konkretnej konstrukcji tranzystora
zależy, który z tych współczynników dominuje (i w jakim zakresie
parametrów). Tranzystory dopuszczone do pracy liniowej są bezwzględnie
stabilne (kosztem pogorszenia innych parametrów), w impulsowych nie jest
to z kolei istotne, bo z samego sposobu użycia wynika, że tranzystor ma
możliwie szybko przelecieć przez triodowy obszar charakterystyki i
pracować albo w pełnym odcięciu, albo pełnym nasyceniu. Więc się go
optymalizuje pod tym kątem, ale wtedy producent zwykle nie gwarantuje
braku hot spotów. Są MOSFETy o pośredniej charakterystyce: zasadniczo
produkuje się je do zastosowań impulsowych, ale producent gwarantuje
rozszerzony zakres SOA (extended FB SOA) dla zastosowań liniowych.
Często wtedy są podane dwie maksymalne moce strat: impulsowa i liniowa,
zazwyczaj rzędu 50% impulsowej. W przypadku MOSFETów czysto impulsowych
tego typu dane nie są dostarczane, więc bezpiecznie jest przyjąć
derating do 25--40% PD_MAX. Choć doniesienie o ubiciu kiloamperowego
MOSFETa przy 4% jego nominalnych możliwości też czytałem. Cóż, do
zastosowań linowych są tranzystory liniowe...

>Jeśli tak,
> to o tyle dobrze, że ja go kluczuję.

Wtedy pracuje w nasyceniu, jeśli napięcie bramki jest dostatecznie wysokie.

> Wprawdzie projektując "pod zapas" nie
> przejmowałem się raczej czasem przeładowywania bramki (bramka jest
> ściągana do masy przez BC817 + 100R, a do +12V przez 3k3), ale to mogę
> zmienić.

Weź najtańszy gotowy driver w SO8/DIP8, będzie bez porównania lepszy niż
ta konstrukcja.

> Tak czy inaczej martwiące. Tym bardziej, że w tym przypadku przebicie
> mosfeta oznacza śmierć (niewyklutych węży -- to sterowanie grzałką
> inkubatora). Chciałbym dla spokoju ducha zmienić go na inny. Tylko jaki?

Hej, nie panikuj. :-)
Brak specyfikacji DC nie oznacza, że jest to wartość beznadziejnie
niska. Znaczy tylko tyle, że producent nie przewiduje stosowania danego
elementu w takim zastosowaniu, więc nie zadaje sobie trudu
specyfikowania tej wartości i potem jej gwarantowania w pełnym zakresie
obciążeń. Inne parametry też nie są albo podawane wcale, albo mają
wartości przeszacowane o rzędy wielkości. Przykładowo, prąd upływu diody
krzemowej jest zazwyczaj podawany jako 1uA, choć w rzeczywistości jest
ZNACZNIE mniejszy. Po prostu ustawienie automatu testującego na zakres
nanoamperów oznacza nieakceptowalnie długi czas pomiaru parametru,
którego wartość nie ma znaczenia w większości zastosowań. A czas to
pieniądz. Ktoś musi za te ratingi zapłacić. Więc albo producent ustawi
tester na nanoampery i tę samą strukturę sprzeda znacznie drożej pod
innym oznaczeniem, albo tanio kupujesz zwykłe diody i sam je
charakteryzujesz.
Producenci wyczynowego sprzętu pomiarowego powszechnie stosują drugie
rozwiązanie, bo z dosłownej lektury datasheetu wynika, że potrzebny
element nie istnieje. :-)

Twoje zastosowanie z grzałką jest tak odległe od maksymalnej mocy
rozpraszanej tranzystora, że nie ma powodu przejmowania się brakiem DC
SOA. Jak wyżej, IRF540 od ST ma podaną DC SOA, a Vishaya nie. Zapewne
dlatego, że nikt nie pytał, a nie dlatego, że się przepali przy jednym
amperze. Ale sztucznego obciążenia z tego tranzystora nie rób, bo tam
się już stąpa po cienkim lodzie. :-)

Pozdrawiam, Piotr

do góry

Piotr Wyderski <p...@n...mil> wrote:

> Na przykład w nocie aplikacyjnej AN-1140 International Rectifier.

Przeczytałem ten fragment. Ładnie kantują...

> Do takich zastosowań polecam FQA11N90:
>
> https://pl.mouser.com/ProductDetail/on-semiconductor
/fqa11n90-f109/?qs=0lQeLiL1qyZsZX6WOR1JQA%3D%3D&coun
trycode=PL&currencycode=PLN
>
> Jest stosunkowo tani i ma świetne parametry w zakresie liniowym (figure
> 9.). Zrobiłem sobie z nich sztuczne obciążenie 900V/100A (12 sztuk, sam
> radiator tunelowy waży 5 kilo, do tego ponad 800m^3/h chłodzenia
> wymuszonego).

Aż 900V? Tyle nie trzeba :) To napięcie nie jest kosztem czegoś innego?

>> Więc jak oni liczą ten "Continuous Drain Current"?
>
> Przy najmniejszym możliwym napięciu dren-źródło, nieskończenie dobrym
> radiatorze, w pełni wysterowanej bramce i maksymalnej temperaturze
> złącza (150-175 stopni dla obudów epoksydowych i krzemu).

Ok, czyli jeśli zapewni się pracę kluczowaną i właściwe chłodzenie, to
można liczyć na prąd zbliżony do continuous drain current?

> Więc się go optymalizuje pod tym kątem, ale wtedy producent zwykle nie
> gwarantuje braku hot spotów.

Hot spotów, tzn.?

> Często wtedy są podane dwie maksymalne moce strat: impulsowa i liniowa,
> zazwyczaj rzędu 50% impulsowej.

Masz przykład? Zerknąłbym, gdzie i jak to jest opisane w datasheecie.

>>Jeśli tak, to o tyle dobrze, że ja go kluczuję.
>
> Wtedy pracuje w nasyceniu, jeśli napięcie bramki jest dostatecznie wysokie.

Tak... byle tylko przejść przez ten triodowy zakres.

>> Wprawdzie projektując "pod zapas" nie przejmowałem się raczej czasem
>> przeładowywania bramki (bramka jest ściągana do masy przez BC817 +
>> 100R, a do +12V przez 3k3), ale to mogę zmienić.
>
> Weź najtańszy gotowy driver w SO8/DIP8, będzie bez porównania lepszy niż
> ta konstrukcja.

Teraz raczej staram się uratować to, co jest, żeby nie przeprojektowywać
PCB i nie przelutowywać wszystkiego :) Choć jeśli okaże się, że tak jest
bezpieczniej, to zaprojektuję.

Gdybym zmniejszył rezystory (powiedzmy do 1k pull-up i 50R pull-down
przez BC817) i użył IRF540, to czas pracy w triodowym zakresie przy
włączaniu tranzystora będzie na tyle krótki, że będzie OK?

Z pojemności bramki (1700pF), rezystora 1k i zasilania 12V wychodzi mi, że
bramka osiągnie 5V (odczytane z wykresu dla 3.5A + pewien margines) po
900ns. Chyba będzie OK? Dla IRFZ44N jest nawet lepiej (1470pF, 4.5V,
700ns).

Z drugiej strony intuicja podpowiada, że coś mi te czasy za małe wychodzą.
Ale takie wychodzą.

Czy może to się inaczej liczy i trzeba jakoś wziąć pod uwagę ładunek
bramki?

> Brak specyfikacji DC nie oznacza, że jest to wartość beznadziejnie
> niska. Znaczy tylko tyle, że producent nie przewiduje stosowania danego
> elementu w takim zastosowaniu, więc nie zadaje sobie trudu
> specyfikowania tej wartości i potem jej gwarantowania w pełnym zakresie
> obciążeń.

Właśnie tego braku gwarancji się boję. Wolałbym to zrobić porządnie i się
potem nie zastanawiać, czy już się przebił, czy przebije, tym bardziej że
to nie będzie stało u mnie :)

> Po prostu ustawienie automatu testującego na zakres nanoamperów oznacza
> nieakceptowalnie długi czas pomiaru parametru, którego wartość nie ma
> znaczenia w większości zastosowań. A czas to pieniądz. Ktoś musi za te
> ratingi zapłacić.

Hmm, ale to się przecież robi tylko raz, a potem produkuje tranzystor w
miliardach egzemplarzy. Nie opłaca im się to?

--
https://www.youtube.com/watch?v=9lSzL1DqQn0

do góry

Queequeg wrote:

> Aż 900V? Tyle nie trzeba :)

Ja pracuję w tym zakresie napięć, więc możliwości przyrządu odpowiadają
potrzebom. :-)

A tranzystor jest tani oraz ma dobre (i precyzyjnie określone!)
parametry w zakresie liniowym, więc się nie ma co obrażać, że umie
więcej niż potrzeba. :-)

> To napięcie nie jest kosztem czegoś innego?

Jak zawsze. W tym przypadku granicą jest wytrzymałość krzemu na
przebicie. Wysokie napięcie pracy oznacza konieczność stworzenia
grubszego kanału, a to wprost przenosi się na jego rezystancję.
Żeby zmniejszyć rezystancję dren-źródło trzeba połączyć równolegle
wiele elementarnych komórek -- ale wtedy pojemność bramki też rośnie.
Co sobie zaoszczędzisz na R_DS_ON, stracisz na ładunku bramki i stratach
przełączania. Nie ma idealnego kompromisu, stąd mnogość MOSFETów na
rynku. :-)

> Ok, czyli jeśli zapewni się pracę kluczowaną i właściwe chłodzenie, to
> można liczyć na prąd zbliżony do continuous drain current?

Tak, ale napisałem Ci już, co to znaczy właściwe chłodzenie. :-)
Albo chłodzenie ewaporacyjne, albo radiator chłodzony wodą albo
rurka ciepła. Popatrz na specyfikację mocy strat dużych tranzystorów:
400-900W, w obudowie TO247 albo TO3P. Całe 3.2cm^2 powierzchni
chłodzącej. Na pewno poradzisz sobie ze strumieniem mocy 200W/cm^2?

Żelazko ma 2kW i powierzchnię stopy ze 100x większą. W ramach wprawki
proponuję schłodzić żelazko, a dopiero potem próbować z tranzystorami. :-)

> Hot spotów, tzn.?

Opisałem Ci to już innymi słowami. To, co nazywasz MOSFETem to tak
naprawdę układ scalony złożony z kilkuset tysięcy elementarnych
tranzystorów połączonych równolegle. One nie są idealnie jednakowe, choć
steruje się nimi tak, jakby były. Nie masz wyprowadzonych stu tysięcy
pinów bramki, z których każda ma swój driver. Wszystkie są pozwierane
warstwą metalizacji albo krzemu polikrystalicznego i panuje na nich
jednakowe napięcie wymuszone przez elektrodę bramki. No to teraz wyobraź
sobie, że jedna z tych komórek odstaje nieco od pozostałych. Znacznie
przerysowując i upraszczając, na każde 10 stopni wzrostu temperatury
rezystancja dren-źródło rośnie dwukrotnie, ale napięcie progowe spada
tak, że prąd rośnie trójkrotnie. No to wtedy przy takim wzroście
temperatury prąd komórki spada 2x "na rezystancji", ale rośnie 3x "na
progu". Efektywnie wzrasta więc o 3/2. Ciepło strat jest proporcjonalne
do kwadratu prądu, więc rośnie o 9/4, nieco ponad dwa razy. Warunki
chłodzenia zależą od konstrukcji tranzystora i nie zmieniają się w
trakcie pracy, więc więcej ciepła to wyższa temperatura. Ale uwaga,
lokalnie! -- sąsiednie komórki aż tak się nie grzeją, a bezwładność
termiczna otoczenia jest gigantyczna, nie dochodzi do termalizacji.
No więc obszar już gorący robi się jeszcze bardziej gorący i moc w nim
wydzielana dalej rośnie. Granicą jest wytrzymałość materiału, w pewnym
momencie komórka się przetapia i zwiera dren ze źródłem. RIP. To jest
właśnie hot spot -- niewielki obszar o temperaturze znacznie
odbiegającej od średniej, który zabił Ci tranzystor przy prądzie
znacznie poniżej wartości maksymalnej.

To tak w dramatycznym uroszczeniu -- w praktyce równania cieplne są
bardzo nieliniowe, hot spot nie ma większego związku z podziałem
tranzystora na komórki, lecz jest wynikiem niejednorodności
domieszkowania w większych obszarach itp. Ale intuicja powinna być jasna.

Do problemu podejść można na dwa sposoby: albo tak zaprojektować
tranzystor, by temperaturowe spadki "rezystancyjne" były znacznie
większe niż "progowe" wzrosty prądu (z czego wychodzi MOSFET liniowy),
albo nie wprowadzać tranzystora na zbyt długo w obszar triodowy
i nie martwić się problemem (MOSFET impulsowy), bo hotspot po prostu
nie zdąży się przegrzać. Zdecydowana większość konstrukcji na rynku
wybiera drugą ścieżkę, bo pozwala zoptymalizować parametry istotne
w typowych zastosowaniach -- zasilaczach impulsowych -- kosztem
niestabilności w obszarze, w którym i tak tranzystor nie miał działać.
Trzeba o tym pamiętać, by potem się nie dziwić, że stuamperowy MOSFET
odfrunął z hukiem przy 30A.

> Masz przykład? Zerknąłbym, gdzie i jak to jest opisane w datasheecie.

Nic spektakularnego, maleńka dodatkowa tabelka z kryptycznym opisem np.
FBSOA. Łatwo przeoczyć.

> Tak... byle tylko przejść przez ten triodowy zakres.

Dokładnie o to chodzi.

> Gdybym zmniejszył rezystory (powiedzmy do 1k pull-up i 50R pull-down
> przez BC817) i użył IRF540, to czas pracy w triodowym zakresie przy
> włączaniu tranzystora będzie na tyle krótki, że będzie OK?

Nie zgaduj, policz, to jest proste. Z definicji prądu wynika, że
do przeładowania jednego nanokulomba w nanosekundę potrzeba prądu
jednego ampera. Jeżeli tranzystor ma Qg=406nC (tyle ma mój o R_DS_ON
750 mikroomów, z którym obecnie pracuję), to mając driver o wydolności
4A przez obszar triodowy przejdziesz w 100ns. Prąd potężny, a szału nie
ma...

Z pojemności nie licz, bo bramka nie jest kondensatorem.
Charakterystyka ładowania jest wybitnie nieliniowa, o kształcie
rozciągniętej litery Z.

> Z pojemności bramki (1700pF), rezystora 1k i zasilania 12V wychodzi mi, że
> bramka osiągnie 5V (odczytane z wykresu dla 3.5A + pewien margines) po
> 900ns. Chyba będzie OK? Dla IRFZ44N jest nawet lepiej (1470pF, 4.5V,
> 700ns).

Qg=63nC, prąd ładowania 12mA (wariant optymistyczny) => przeładujesz w
bramkę w 5.25us. Szału nie ma, ale do pracy kluczowanej z prądem 1/10
maksymalnego raz na kilka sekund wystarczy. Ale w zasilaczu impulsowym
by Ci ten tranzystor odparował. :-)

> Czy może to się inaczej liczy i trzeba jakoś wziąć pod uwagę ładunek
> bramki?

Ostatecznie wszystko sprowadza się do ładunku, więc najlepiej z niego
liczyć. Dodatkowo obliczenia są wyjątkowo proste, "na paluszkach", a nie
przez całkowanie mocno pogiętych krzywych.

> Właśnie tego braku gwarancji się boję. Wolałbym to zrobić porządnie i się
> potem nie zastanawiać, czy już się przebił, czy przebije, tym bardziej że
> to nie będzie stało u mnie :)

W wariancie ultra high-rel daje się cztery MOSFETy. Dwie równoległe
gałęzie po dwa szeregowe tranzystory. Każda gałąź sterowana z własnego
drivera. Układ jest odporny na dowolną awarię pojedynczego MOSFETa.
Sztuczka znana od co najmniej lat 60., tylko w wariancie z tyrystorami.
Ale te węże chyba aż tak cenne nie są? :-)

> Hmm, ale to się przecież robi tylko raz, a potem produkuje tranzystor w
> miliardach egzemplarzy. Nie opłaca im się to?

:-)))

Projektować można, papier wszystko przyjmie, tylko potem fizyka nie chce
założeń uszanować. W rzeczywistości proces wygląda dokładnie odwrotnie:
określa się zgrubne założenia, konstrukcji produkuje miliard sztuk, po
czym każdą z osobna się mierzy i odkrywa, co się udało wyprodukować.
Te kosteczki o dużej becie i małych szumach nazwiemy BC549C, o dużym
napięciu przebicia BC547A, a średnio udane dostaną literkę B. Niektórych
parametrów nie opłaca się mierzyć dokładniej niż jakiś próg akceptacji,
więc się w datasheet wpisuje ten próg. I nie ma znaczenia, że
rzeczywisty element jest 1000x lepszy, i to powtarzalnie. Chcesz mieć
lepszą specyfikację (nie lepsze struktury!), to zapłać za koszt
testowania i ogólne zawracania fabryce tyłka.

Pozdrawiam, Piotr

do góry

Queequeg wrote:

> Hot spotów, tzn.?

Tu masz to znacznie lepiej opisane, niż ja bym umiał. I z
obrazkami/zdjęciami.

http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-1155.p
df

Pozdrawiam, Piotr

do góry